简介面向参加2020年TI杯大学生电子设计竞赛及准备电力电子类题目的学生与指导教师这份PDF资料聚焦单相在线式不间断电源B题的赛题原文与任务要求可用于快速理解题意、梳理方案论证与设计报告框架。包内共1个PDF文件约411KB内容集中呈现交流供电指标、负载调整率与电压调整率、正弦波THD、交流断电切换直流储能、效率优化以及过压过流保护等关键约束并给出评分项与设计报告结构。已有4300人学习适合用来对照指标拆解主回路、控制电路、保护电路和测试点。读者可据此明确Uo30V±0.2V、f50±0.2Hz、SI/SU≤0.5%、THD≤2%等硬性要求也能参考题目对效率η计算和测试安全性的说明形成从方案选择、理论计算到测试验证的完整备赛思路。尤其适合赛前查阅指标定义与评分细则减少误读题意和遗漏测试点。1. 单相在线式不间断电源一道把稳字拆成六个指标的赛题前年帮人看一台百瓦级样机空载波形干净得像教科书一带上 1A 负载输出从 30.1V 掉到 29.4V负载调整率直接翻倍超标。问题不在环路在输出端子到采样点之间那一段 0.3Ω 的走线和一颗温漂严重的采样电阻。这类波形好看、指标不过的场面在 2020 年那道单相在线式不间断电源赛题里几乎每届都在重演。这份资料围绕的就是那套要求36V 交流输入、30V/1A 正弦输出、断电后即时切到 24V 直流侧继续供电同时把负载调整率 SI、电压调整率 SU 压在 0.5% 以内THD 不超过 2%效率还要尽量高。它适合正在做电力电子课程设计、准备电子设计竞赛或者想动手复现一台百瓦级在线式 UPS 的从业者——拓扑、器件参数、控制程序、测试顺序全在里面。2. 拓扑与母线电压60V 还是 70V这一步定生死2.1 在线式双变换链路为什么一级都不能省在线式和后备式的根本差别在于负载挂在哪里。后备式平时把负载直接挂在市电上市电断了才切到逆变切换动作通常几十毫秒输出必然有一次跌落在线式反过来负载永远挂在逆变输出上市电只负责给直流母线供能市电消失时由电池接管母线逆变器本身一秒都没停。题目要求(5)写的是断开交流电源即时切换至直流供电输出交流电压 Uo30V±0.2V0.2V 相对 30V 只有 0.67% 的窗口任何一次真正的输出侧切换都守不住这个窗口所以结构上只有一条路切换必须发生在直流母线侧逆变桥和滤波器全程不停机。链路因此固定成四段交流输入 → 不控整流 → Boost 升压 → 直流母线 → 全桥逆变 → LC 滤波 → 30V/50Hz 输出。电池侧 24V 经独立的 Boost 支路并到同一条母线上两支路各串一只理想二极管或低 Rdson MOS 做 ORing谁的电压高谁供能。市电正常时母线由整流 Boost 顶着电池支路被反偏截止市电一断母线电压下落电池支路瞬间导通接管整个过程没有继电器动作也不需要软件状态机参与响应时间就是 ORing 二极管的导通延迟。前级为什么必须是升压而不是降压输入 29V43V 交流整流后的直流峰值在 41V60.8V 之间波动而母线要稳定在一个高于输出峰值 42.43V 的水平上输入最低点 41V 根本不够只能往上升。用不控整流加 Boost 是最省事、效率也最可控的做法题目没有考核功率因数不必上 PFC少一级控制就少一处不稳定。提示电池支路和整流支路的 ORing 一定要用肖特基或同步整流 MOS不要用普通整流二极管1A 输出下 0.7V 的正向压降就是 0.7W 损耗效率直接掉两个点。2.2 母线电压核算把 43V 输入这个边界翻出来母线电压是整个方案里第一个需要确定的参数也是最容易出错的地方。很多人按输出峰值 42.43V 加一点裕量取 55V 或 60V样机在 36V 输入下跑得很好一调到 43V 就出问题。原因很简单43V 交流整流后的直流峰值是 43×1.41460.8V如果母线设定在 60V输入峰值已经高过母线Boost 的二极管正向导通电感被输入电压直接顶住占空比失去调节能力母线被抬到 60.8V 以上且随输入漂移电压调整率 SU 直接失效。把 43V 这个上边界代进去算一遍就清楚了输入整流峰值上限43 × 1.414 ≈ 60.8V输出峰值30 × 1.414 ≈ 42.43VSPWM 线性调制要求母线 ≥ 输出峰值 / 最大调制比调制比取 0.85 时母线至少要 49.9V再加上 Boost 电感直流电阻压降、桥臂管压降、滤波电感在峰值电流下的压降实际需要再留 5V 左右四个候选值摆在一起对比母线电压43V 输入时 Boost 是否可控24V 侧升压比输出调制比结论55V否输入峰值 60.8V 反灌2.290.7743V 处失控直接淘汰60V临界几乎无裕量2.500.71输入波动或器件分散就翻车70V是升压比 1.152.920.61线性区充足推荐80V是升压比 1.323.330.53开关损耗与耐压成本上升收益不大取 70V 的理由很实在43V 输入时 Boost 仍有 1.15 倍升压比控制环不会进入饱和输出调制比 0.61距离线性区边界很远低次谐波天然就小器件选 100V 耐压的 MOS导通电阻和成本都还在可接受范围。24V 升到 70V 的 2.92 倍升压比是这套方案里效率压力最大的一环后面第 4 章会专门拆。母线电容的容量直接决定输出波形里 3 次谐波的含量。单相逆变器从母线抽取的电流含二倍频100Hz脉动母线电压会跟着抖这个抖动会通过调制比串到输出上。按 ΔV P / (2πf·C·Vbus) 估算输出 30W、母线 70V、电容 2200μF 时纹波约 0.31V占母线 0.44%映射到输出就是 0.13V 的 100Hz 包络对 THD 的贡献已经不可忽略。实际取 4700μF 以上把纹波压到 0.15V 以内电解电容并联一只 10μF 薄膜电容吸收高频纹波。2.3 自耦变压器与隔离变压器到底装在哪一侧题目说明里那句图 1 中的变压器由自耦变压器和隔离变压器构成指的是测试电源的产生方式不是让你在 UPS 输出端再绕一只变压器。这一点每年都有人理解错多绕一只输出隔离变压器1A 负载下铜损加铁损吃掉 23 个百分点效率白丢分。正确的测试回路接法是220V 市电 → 自耦调压器 → 隔离变压器 → 输出 U1。自耦调压器负责把电压从零连续调到 250V隔离变压器负责安全隔离并把变比定在 220:36 附近两者串起来才能得到 29V43V 可调、且与市电隔离的 U1。选型上有几个硬要求自耦调压器容量不小于 150VA因为要覆盖 43V 输入、后级满载加上自身损耗的工况隔离变压器容量不小于 100VA变比取 220:36空载输出略微偏高属正常靠调压器往下压隔离变压器二次侧一端必须接地否则共模电压会让示波器探头一碰就跳闸调压器旋钮处贴刻度标记 29V、36V、43V 三个位置测试时不用每次拿表量测试点按题目图 1 的位置布置U1 两端、母线正负、输出端子、电池输入端各引一对香蕉插座全部引到面板正面。测电压调整率时只需要旋转调压器不用拆线测效率时在 Ud 处串一只电流表读数直接进公式 η (Uo·Io)/(Ud·Id)。3. 逆变级参数与控制环路THD≤2% 是算出来的不是调出来的3.1 LC 滤波器的截止频率与阻尼电阻开关频率定在 20kHz。这个值的取舍很直接开关损耗与频率成正比1A 输出的小功率场合没必要追高20kHz 刚好在音频上限之外电感用铁硅铝磁环就能做电容用 10μF 薄膜电容体积可控。频率再往上走驱动损耗和死区占比都会变成负担。LC 的截止频率要卡在两个约束之间必须远高于基波 50Hz至少 10 倍避免基波被衰减又必须远低于开关频率至少低 10 倍把开关纹波压下去。取 fc ≈ 1.5kHz 正好落在中间fc 1 / (2π√(LC)) 1 / (2π√(1mH × 10μF)) ≈ 1592 Hz参数落地时有几个细节决定成败。电感取 1mH、额定电流按峰值 1.414A 再留 20% 纹波余量实际选 2A 规格绕组直流电阻必须压到 0.1Ω 以下因为 1A 输出下 0.1Ω 就是 0.1V 压降占掉了负载调整率 0.15V 预算的三分之二。电容选 10μF/100V 的 CBB 薄膜电容绝对不能用同容量的 X7R 陶瓷电容——陶瓷电容在 70V 直流偏压下容值会掉到标称值的一半以下截止频率跟着漂THD 在满载时才暴露。轻载时的阻尼问题是这套参数里最隐蔽的坑。LC 网络的品质因数 Q R√(C/L)R 是负载电阻。1A 满载时 R30ΩQ≈1.6阻尼尚可0.1A 轻载时 R300ΩQ 涨到 161.5kHz 附近出现明显谐振峰电压环如果在那个频段有增益就会自激。工程上的做法是在电容支路串一只 0.5Ω1Ω 的无感电阻做阻尼1A 下功耗只有 0.01W代价可以忽略。参数取值约束来源开关频率 fs20 kHz开关损耗与音频噪声的折中滤波电感 L1 mH / 2A直流电阻 0.1Ω纹波 20%滤波电容 C10 μF / 100V CBB禁用 X7R避免直流偏压降容截止频率 fc1.59 kHz10×基波 fc fs/10阻尼电阻0.5 Ω抑制轻载谐振峰3.2 有效值外环加瞬时值内环的双环结构控制结构选的是有效值外环 瞬时值内环。外环负责精度一个一个工频周期算一次输出有效值与 30V 参考比较PI 输出的是电流幅值指令内环负责波形每个开关周期把电感电流拉回幅值指令 × sin(ωt)这条正弦轨迹上。外环慢、内环快分工明确。外环的有效值计算按整周期累加平方和20kHz 采样对应每周期 400 点20ms 更新一次// 输出电压有效值计算20kHz 采样每 400 点一个工频周期更新一次 #define N_PER_CYCLE 400 static float v_sq_sum 0.0f; static uint16_t sample_cnt 0; static float v_rms 0.0f; void RMS_Update(float v_sample) { v_sq_sum v_sample * v_sample; // 累加瞬时值平方 if (sample_cnt N_PER_CYCLE) { v_rms sqrtf(v_sq_sum / N_PER_CYCLE); // 开方得有效值 v_sq_sum 0.0f; sample_cnt 0; } }这段代码的关键在于采样点必须和工频严格对齐。如果中断周期因为 ADC 转换或其它任务抖动400 点就不正好是一个周期有效值会周期性跳动表现为输出电压缓慢摆动幅度能到 0.05V刚好吃掉负载调整率预算的三分之一。做法是用 ePWM 的周期中断触发 ADC硬件保证等间隔软件不做任何补偿。外环 PI 的输出是电流幅值指令更新周期 20ms积分增益不能给大否则一个周期一次的控制量会把系统推向低频振荡// 电压外环输入有效值输出正弦电流的幅值指令 float Vrms_PI(float v_rms) { static float integ 0.0f; float err V_REF - v_rms; // V_REF 30.0f integ KI_V * err; // KI_V 取 2.0配合 20ms 更新 if (integ I_AMP_MAX) integ I_AMP_MAX; // 限幅 2.5A防过冲 if (integ -I_AMP_MAX) integ -I_AMP_MAX; return KP_V * err integ; }内环在 20kHz 中断里跑参考是幅值乘以正弦表反馈是电感电流采样值输出直接写进 ePWM 比较寄存器// 电流内环20kHz 中断参考为幅值×正弦输出 SPWM 占空比 void CurrentLoop_ISR(void) { float i_ref i_amp_cmd * sinf(phase_acc); // 正弦电流指令 float i_fb ADC_ReadCurrent(); // 电感电流采样电阻 0.05Ω float err i_ref - i_fb; integ_i KI_I * err; float duty KP_I * err integ_i; // 抗积分饱和调制波限幅 ±0.95越界时回退积分 if (duty 0.95f) { duty 0.95f; integ_i - KI_I * err; } if (duty -0.95f) { duty -0.95f; integ_i - KI_I * err; } EPWM_SetDuty(duty); // 更新全桥四管占空比 phase_acc 2.0f * PI * 50.0f / 20000.0f; // 相位累加步长对应 50Hz if (phase_acc 2.0f * PI) phase_acc - 2.0f * PI; }内环参数的整定顺序是先比例后积分把 KI_I 置零逐渐加 KP_I 直到电流波形刚出现振铃然后退回到振铃消失的 60%再把 KI_I 从零缓慢加上去观察 50Hz 一个周期内的跟踪误差加到误差不再明显下降为止。常见的 KP_I 在 0.30.8 之间KI_I 在 200500 之间具体数值和采样电阻、母线电压、电感量都相关不能照抄。注意调制波限幅一定要做而且限幅后必须回退积分项。少了这一步启动瞬间或负载突加时积分会一路累到饱和输出电压冲过 32V 再慢慢回落过压保护直接动作。3.3 死区时间对 THD 的定量影响死区是 THD 超标最常见的背锅侠但很多人只是笼统地知道死区有影响不知道影响有多大。按 20kHz 开关频率算周期 50μs死区取 2μs 时占比 4%这意味着每个开关周期里有 4% 的时间输出电压由电流方向决定而不是由占空比决定。折算成电压误差就是幅值为 0.04×70V2.8V 的方波叠加在基波上基波幅值 42.4V误差占比 6.6%展开成谐波后 5 次、7 次、11 次都会有明显分量THD 落在 3%5% 区间稳稳超标。三条路可以同时走把死区从 2μs 压到 0.8μs占比降到 1.6%误差幅度降到 1.1V把开关频率提到 40kHz同样的绝对死区时间占比减半但开关损耗翻倍1A 输出下得不偿失做软件死区补偿按电感电流的极性给占空比加一个偏置电流为正时补偿量加在上升沿电流为负时加在下降沿。补偿量按 Δd td × fs 算td0.8μs、fs20kHz 时 Δd0.016也就是占空比整体偏移 1.6%。实现上就是在内环输出之后加一段// 死区补偿按电流极性给占空比加偏置抵消死区造成的电压误差 float deadtime_comp(float duty, float i_fb) { const float d_comp 0.8e-6f * 20000.0f; // td × fs 0.016 if (i_fb 0.05f) duty d_comp; // 电流为正补在导通时间上 if (i_fb -0.05f) duty - d_comp; return duty; }0.05A 的阈值是为了避开电流过零点的抖动过零点附近不补偿靠闭环自然过渡。补偿之后 THD 能压到 1.2% 左右剩下的余量留给采样零漂和滤波器误差。4. 三个指标的取舍SI、SU 和效率怎么同时压线4.1 损耗拆解哪一块最值得动效率这一项占 20 分而且题目要求的是尽可能高没有给出下限但实际上 85% 以下基本拿不到分90% 以上才算稳。先按 30W 输出、目标效率 90% 反推总损耗预算只有 3.33W这个预算很紧必须知道每一块在哪里。损耗环节估算值优化手段电池侧 Boost 开关与二极管1.21.8 W同步整流替代肖特基2.92 倍升压比下最有效逆变桥导通损耗0.02 W10mΩ 管两管导通已接近下限逆变桥开关损耗0.20 W20kHz 已偏低不宜再动滤波电感铜损0.20 W直流电阻从 0.1Ω 降到 0.06Ω电流采样电阻0.10 W0.05Ω 已是折中再小信噪比不够驱动与辅助电源0.60 W辅助电源用低静态电流方案驱动电阻加大控制板与显示0.30 W去掉不必要的指示灯和屏一眼就能看出电池侧 Boost 是绝对大头因为它要处理全部 30W 功率而且升压比接近 3输入电流在 24V 侧是 1.4A 以上。把肖特基换成同步整流 MOS导通损耗从 0.5V×1.4A0.7W 降到 1.4²×0.020.04W单项就能省 0.6W 以上效率提升接近 2 个百分点。这一步是性价比最高的动作改起来也最简单。辅助电源这 0.6W 经常被忽略。用线性稳压器从 24V 降到 5V 给控制板供电电流 100mA 时损耗就是 1.9W整机效率直接掉 6 个点换成开关电源模块或直接从母线取电的 buck损耗能压到 0.2W 以内。这一块不改前面省的全白费。4.2 负载调整率 SI≤0.5% 的逼近手段题目定义 SI |Uo(0.1A) − Uo(1A)| / 30 ≤ 0.5%换算成电压就是两个电流点之间输出差值不能超过 0.15V。这 0.15V 的预算要分给三部分输出走线压降、采样误差、环路稳态误差。环路稳态误差在有效值外环加积分项之后理论上为零实际剩 510mV 的采样偏置。采样误差主要来自采样电阻温漂和 ADC 零漂0.05Ω 的普通厚膜电阻温漂 100ppm/℃满载时温升 40℃阻值变化 0.4%1A 下就是 0.2mV可以忽略真正的问题在 ADC 的零点12 位 ADC 在 3.3V 量程下 1LSB 是 0.8mV对应输出侧 16mV这个量级已经吃掉预算的 10%所以上电时必须做一次零点校准。走线压降是最大的一块。1A 输出、0.1Ω 的走线电阻就是 0.1V占了预算的三分之二。做法很朴素输出端子到 LC 滤波器之间用 2mm² 以上的线长度控制在 10cm 以内采样点直接取在输出端子焊盘上而不是滤波器出口。提示负载调整率的测试必须用四线法。电子负载的电压读数取自它自己的端子如果测试线有 0.05Ω读到的电压比实际输出低 0.05V两个电流点的差值会被放大测出来的 SI 偏高。实测时电子负载设 0.1A 和 1A各稳定 30 秒读三次取平均两次平均值相减除以 30 就是 SI。如果超了先查走线再查采样点最后才动环路参数。4.3 电压调整率 SU 靠前馈而不是靠加大积分SU |Uo(43V) − Uo(29V)| / 30 ≤ 0.5%同样是 0.15V。输入从 29V 变到 43V整流后的直流从 41V 变到 60.8V变化量接近 20V。如果后级逆变直接看到这个变化输出根本不可能稳住所以 SU 本质上是前级 Boost 的稳压精度问题后级只要母线稳输出就稳。Boost 的电压环本身能把母线稳到 ±0.5V 以内没问题问题出在动态过程。输入从 29V 跳到 43V 的瞬间母线会先冲高再被拉回来冲高幅度取决于电压环带宽通常 12V持续几十毫秒。这段时间输出会跟着波动如果测试时是在跳变后立刻读数SU 就超标了。缩短恢复时间的办法是加输入电压前馈把整流后的直流采样进来直接算出理论占空比叠到电流环参考上电压环只需要修正剩余的小偏差。前馈项按 d 1 − Vin/Vbus 计算43V 输入时 d≈0.1329V 输入时 d≈0.29前馈一加母线在输入跳变时的过冲能从 2V 压到 0.5V 以内恢复时间从 50ms 缩到 10ms。实测时等 200ms 再读数SU 稳定在 0.2% 以下。5. 避坑与排查五条现场翻车记录5.1 43V 输入时母线被顶到 61VSU 直接失控现象36V 输入下一切正常调压器旋到 43V母线电压表读数从 70V 跳到 61V 并随输入摆动输出电压跟着抖SU 算出来 1.8%。原因母线设定值取低了或者 Boost 的电感饱和。前者是 2.2 节算过的边界问题——43V 整流峰值 60.8V 高于母线设定值二极管直通。后者更隐蔽24V 侧 Boost 在 2.92 倍升压下输入电流有效值 1.5A、峰值可能到 2.5A电感如果按 2A 饱和电流选43V 时前级电流上升电感进入饱和升压比崩掉母线跟着输入走。解决母线设定值从 60V 改到 70V同时把 Boost 电感的饱和电流选到 3.5A 以上磁环用 26 材或 60 材的大尺寸。改完再测43V 输入下母线稳定在 70.2V波动小于 0.3V。5.2 轻载 0.1A 时 THD 反而比满载差现象1A 满载 THD 1.3%降到 0.1A 后 THD 跳到 3.5%示波器 FFT 上 1.5kHz 附近有一簇高频分量输出电压还有轻微抖动。原因LC 滤波器的阻尼随负载变轻而急剧下降。0.1A 时负载电阻 300ΩQ 值涨到 161.5kHz 谐振峰把开关频率附近的纹波放大了同时电压环在谐振频率处的相位裕度不够出现轻微自激。解决电容支路串 0.5Ω 无感电阻做阻尼同时在电压环里加一个 1.5kHz 附近的陷波器把环路增益在该频段压下去。改完轻载 THD 降到 1.6%满载 1.2%。5.3 掉电切换瞬间输出跌了 0.4V超出 ±0.2V 窗口现象拔掉交流输入的瞬间输出从 30.0V 跌到 29.6V持续约 8ms 才恢复用示波器单次触发才抓得到。原因母线电容储能不够加上 ORing 支路的切换延迟。24V 电池支路如果用电感加二极管做 ORing二极管导通需要母线跌到 24V 以下才发生这中间母线靠电容撑电容小了就撑不住。解决母线电容从 2200μF 加到 4700μFORing 改成理想二极管控制器加 MOS导通阈值设在母线 68V市电一断母线从 70V 跌到 68V 只要 1msMOS 立即导通接管。改完切换跌落压到 0.1V 以内恢复时间 2ms。5.4 启动瞬间过流保护误动作继电器反复吸合现象上电时过流保护灯闪一下输出建立不起来偶尔能起来但波形前几个周期畸变严重。原因母线电容 4700μF 在上电瞬间相当于短路整流后的浪涌电流能到 20A 以上硬件比较器设的阈值是 3A一上电就触发。软件保护的延时设了 5ms硬件比较器没有延时直接关断。解决加软启动电路母线串 10Ω/20W 的 NTC 热敏电阻限制浪涌或者用继电器加限流电阻上电 500ms 后继电器短接电阻。同时硬件过流比较器加 10μs 的数字滤波躲开开关噪声。改完上电一次成功浪涌电流压到 6A。5.5 THD 卡在 2.4% 下不去查了三天现象满载 THD 稳定在 2.4%换滤波电感、换电容、调环路参数都没用波形看上去很干净。原因有三个叠在一起电流采样电阻用的是普通厚膜电阻1A 下温漂导致采样偏置漂移 20mV对应输出有直流分量直流分量本身不算 THD但它让正弦波上下不对称偶次谐波出来了死区还是 2μs 没改5 次谐波贡献 1.8%输出滤波器出口到采样点的那段线有 0.2μH 电感高频纹波没滤干净就被采进去了。解决采样电阻换成 25ppm/℃ 的合金电阻死区压到 0.8μs 并加软件补偿采样点移到滤波器电容之后。三项改完 THD 降到 1.1%再用功率分析仪复测确认。6. 把评分点翻成测试序列一次上电就能验完的流程样机做完之后最容易乱的环节是测试。七项要求、十几个读数一会儿调调压器一会儿换负载测完发现有一项忘了记条件只能重来。我现在的习惯是把评分表直接翻译成一张测试序列表按顺序走一遍每步只动一个变量。序号测试项输入条件负载条件记录量判据1额定输出U136VIo1AUo、f30±0.2V50±0.2Hz2负载调整率U136V0.1A→1.0A两点 UoSI≤0.5%3电压调整率29V→43VIo1A两点 UoSU≤0.5%4失真度U136VIo1ATHD≤2%5切换断开交流Io1AUo 跌落、恢复时间Uo 保持 30±0.2V6效率Ud24VUo30VIo1AUd、Id、Uo、Ioη 越高越好顺序有讲究先测 1 和 2因为这两项决定基础工作点对不对再测 3电压调整率测试要旋转调压器放在中间不影响后面的接线THD 放在效率之前因为功率分析仪接入会引入阻抗可能轻微影响输出测完 THD 再拆掉分析仪测效率读数更干净。测 THD 时有个细节值得单独说不要用示波器的 FFT 功能直接读数。示波器 8 位垂直分辨率在 30V 满量程下只有 0.12V 的分辨率2% 的 THD 对应谐波幅值 0.6V理论上能看但示波器前端的噪声底和窗函数选择会让读数在 1.5%3% 之间乱跳。用功率分析仪或者带 THD 测量功能的台式表读数稳定到小数点后一位。实在只有示波器就把垂直档位打到 5V/div用汉宁窗取 10 个周期平均。效率测试要在热稳态下做。刚上电时 MOS 结温 25℃导通电阻最低效率虚高一个多点跑满 10 分钟等散热片温度稳定读数才作数。Ud 和 Id 用台式表的四线接法测别用电源自带的显示值那个精度通常只有 1%。从那以后我每次做电源类样机都会在上电前把这张表打印出来贴在工位上测一项勾一项条件写在旁边的空格里。省下来的不是测试时间是事后回忆当时负载设的多少的那种抓狂。希望帮到你。本文还有配套的精品资源点击获取